这次小编给大家整理了反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解，本文共6篇，供大家阅读参考。
篇1：反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解
反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解
摘要：为大幅度提高小功率反激开关电源的整机效率，可选用副边同步整流技术取代原肖特基二极管整流器。它是提高低压直流输出开关稳压电源性能的最有效方法之一。关键词：反激变换器；副边同步整流控制器STSR3；高效率变换器
2.7预置时间（tant）防止原边和副边共态导通
实现同步整流的一个主要难题，是确保控制IC送出的驱动信号正确无误，以?止在副边的同步整流器与原边开关管之间出现交叉的“共态导通”。其示意图可见图16中波形。当原边MOSFET导通时，图16中电压Vs倾向于负极性。如果副边同步MOSFET关断时带有一些延迟，那么在原边和副边之间就会出现一个短路环节。为了避免这种不希望的情况发生，在原边MOSFET导通之前，同步MOSFET必须是截止的，这表明有必要设置一定量的“预置”时间tant。
图17给出了详细展开的正常工作情况时，CK时钟信号与OUTGATE输出驱动信号之间的定时关系图。芯片内部的定时tant提供了所需要的预置时间，从而避免了共态导通的出现。按表1的供电条件使用脚SETANT，tant有三种不同的选择值。在脚SETANT外接电阻分压器供电，可得到表1中所需的该脚电压值和预置时间。
芯片内的数字控制单元产生这些预置时间，是通过计算在开关周期之中包含的高频脉冲数目来完成的。由于该系统具有数字性能，在计数过程中会丢失一些数位，从而导致输出驱动信号中发生跳动。表1中的预置时间值是一个平均值，考虑了这种跳动因素。图18给出了OUTGATE关断期间的跳动波形。
2.8空载与轻载工作状态
当占空比<14％时，STSR3的内部特性能使OUTGATE关闭，并且切断芯片内部大多数电路供电，从而减小器件的功耗。在这种条件下，变换器的低输出电流，是由同步MOSFET的体二极管来完成的。当占空比>18％时，IC再次起动，所以具有4％的滞后量。当原边的PWM控制器在极轻输出负载下发生突发状态时，这种特性仍能维持STSR3系统正确工作。
输出驱动器具有承受大电流的能力，源极峰值达2A，加散热器后可达3A。因此同步MOSFET开关极快，允许并联几只MOSFET以减小导通损耗。在供电期间的高电平是Vcc，所以芯片只驱动具有逻辑电平栅极门限的MOSFET。
2.9瞬态特征及实测波形
在负载发生大变化时，占空比可在几个开关周期里从低值极快地变为高值，反之亦然。但OUTGATE给出的预置时间，是根据计算开关周期（频率），而非依据占空比。即使在占空比快速变化时，它也能正确地提供预置时间，从而始终为同步MOSFET提供正确的驱动。图19给出了占空比在一个周期里从50％变成80％，随即又返回50％时的测量波形。图20给出了OUTGATE正确提供的预置时间，从图中看到是131ns。
2.10同步整流控制器STSR3的典型应用电路图
图21给出了STSR3的典型应用电路板测试图。该电路可替代反激变换器中的整流二极管，用外部时钟检测器进行同步，可用于各种类型的反激变换器，例如AC/DC或者DC/DC。图中的一些电路不是必需的，例如，当原边开关截止时如果没有振铃出现，那么R24，D15，R25和C11就可以删掉。用TO?220塑壳封装的同步MOSFET可装配在电路板上。ST公司提供的适合作同步整流的MOSFET产品型号、规格列在表2中。
表2ST公司提供的专用于同步整流器超低导通电阻的MOSFET新品规格
P/N
VDss/V
RDS(on)@5V/mΩ
ID(cont)/A
STP100NF03L－03
30
4.5
100
STP80NF03L－04
30
5
80
STP90NF03L
30
12
90
STP85NF3LL
30
9
85
STP70NF3LL
30
12
70
STP100NF04L
40
5
100
STP80NF55L－06
55
8
80
STP60NF06L
60
16
60
STP80NF75L
75
13
80
STP40NF10L
100
36
40
该电路板，能在反激式变换器中，很容易地将二极管整流改变为MOSFET同步整流。
2.11主芯片STSR3印刷电路板的设计布局
任何一种高频开关电源，都需要一个良好的PCB设计布局，以实现整机系统性能的最高指标，并解决干扰的辐射传导问题。电路板上元器件的排放位置、引脚走线和宽度等，都是主要的课题。本文将给出一些基本的规则，使PCB设计者能制作出良好的STSR3电路板布局。
图21
在PCB上画线时，所有电流的走线都应尽量缩短和加粗，使走线电阻和寄生电感为最小值，以增进系统的效率和降低干扰的辐射传导。电流返回的'路径安排是另一个有决定意义的课题。信号的地线SGLGND与功率地线PWRGND应分别布线，并且都接芯片的信号地线脚。印刷电路板各元器件布局如图22所示。
图22
由于脚INHIBIT接芯片内部－25mV比较器，它对布线较敏感，所以要使板上接INHIBIT的连线尽可能缩短。作为经验，信号电流的走线应远离脉冲电流或快速开关电压的走线，以避免在它们之间出现耦合效应。
图23给出了从元器件焊接的正面（即顶部端）看到的印制板铜箔（按1：1面积尺寸）的绘线布局；图24则给出了印制板背面（即底部端）铜箔绘线，有十几个园形穿孔点。
2.12怎样用STSR3控制板便捷替换原二极管
图25给出了用简便方法，在原有反激变换器上，去掉已安装的副边整流二极管，换上同步整流STSR3控制板的示意图。如果原Vout等于或大于5V，就把新板上的Vs电压线接到Vout；若它低于5V，仍把Vs接到MOS漏极。
图25
3结语
专用于控制同步整流的新器件已问世，它能提高AC/DC或DC/DC反激式变换器的效率。STSR3对于原边PWM控制器是完全透明的，它工作在副边。该器件能工作在?何拓扑结构，为同步MOSFET开关管提供正确的驱动信号。以上介绍的控制板在任意现存的反激变换器上，均能以简单有效的方法实现同步整流。（续完）
篇2：反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解
反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解
摘要：为大幅度提高小功率反激开关电源的整机效率，可选用副边同步整流技术取代原肖特基二极管整流器。它是提高低压直流输出开关稳压电源性能的最有效方法之一。关键词：反激变换器；副边同步整流控制器STSR3；高效率变换器
2.7 预置时间（tant）防止原边和副边共态导通
实现同步整流的一个主要难题，是确保控制IC送出的驱动信号正确无误，以?止在副边的同步整流器与原边开关管之间出现交叉的“共态导通”。其示意图可见图16中波形。当原边MOSFET导通时，图16中电压Vs倾向于负极性。如果副边同步MOSFET关断时带有一些延迟，那么在原边和副边之间就会出现一个短路环节。为了避免这种不希望的情况发生，在原边MOSFET导通之前，同步MOSFET必须是截止的，这表明有必要设置一定量的“预置”时间tant。
图17给出了详细展开的正常工作情况时，CK时钟信号与OUTGATE输出驱动信号之间的定时关系图。芯片内部的定时tant提供了所需要的预置时间，从而避免了共态导通的出现。按表1的供电条件使用脚SETANT，tant有三种不同的选择值。在脚SETANT外接电阻分压器供电，可得到表1中所需的该脚电压值和预置时间。
芯片内的数字控制单元产生这些预置时间，是通过计算在开关周期之中包含的高频脉冲数目来完成的。由于该系统具有数字性能，在计数过程中会丢失一些数位，从而导致输出驱动信号中发生跳动。表1中的预置时间值是一个平均值，考虑了这种跳动因素。图18给出了OUTGATE关断期间的跳动波形。
2.8 空载与轻载工作状态
当占空比<14％时，STSR3的内部特性能使OUTGATE关闭，并且切断芯片内部大多数电路供电，从而减小器件的功耗。在这种条件下，变换器的低输出电流，是由同步MOSFET的体二极管来完成的`。当占空比>18％时，IC再次起动，所以具有4％的滞后量。当原边的PWM控制器在极轻输出负载下发生突发状态时，这种特性仍能维持STSR3系统正确工作。
输出驱动器具有承受大电流的能力，源极峰值达2A，加散热器后可达3A。因此同步MOSFET开关极快，允许并联几只MOSFET以减小导通损耗。在供电期间的高电平是Vcc，所以芯片只驱动具有逻辑电平栅极门限的MOSFET。
2.9 瞬态特征及实测波形
在负载发生大变化时，占空比可在几个开关周期里从低值极快地变为高值，反之亦然。但OUTGATE给出的预置时间，是根据计算开关周期（频率），而非依据占空比。即使在占空比快速变化时，它也能正确地提供预置时间，从而始终为同步MOSFET提供正确的驱动。图19给出了占空比在一个周期里从50％变成80％，随即又返回50％时的测量波形。图20给出了OUTGATE正确提供的预置时间，从图中看到是131ns。
2.10 同步整流控制器STSR3的典型应用电路图
[1] [2] [3] [4]
篇3：反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解1
1概述
本文给出ST公司新推出的开关电源IC产品STSR3应用电路分析。它是反激变换器副边同步整流控制器，具有数字控制的智能IC驱动器。采用STSR3作同步整流控制芯片的反激变换器基本电路简化结构见图1。STSR3的内部功能方框见图2，其引脚排列见图3。
STSR3智能驱动器IC可提供大电流输出，以正常地驱动副边的功率MOSFET，使之作为大电流输出的高效率反激变换器中的同步整流器。根据取自隔离变压器副边的一个同步时钟输入，IC产生一个驱动信号，它具有与原边PWM信号相关的死区时间设置。
在原边开关导通时，IC的工作可防止副边发生错误状态，它提供预期的输出截止状态。这个智能的功能实现了快速的逐周逻辑控制机制，它是建立在高频振荡器由时钟脉冲信号来同步。该项预置可由IC外部元件来调节。
经传感检测同步整流器的源极―漏极电压脉冲。这个特殊的禁止功能可以关闭驱动输出，因此当有必要时即刻关掉它。该特性使电源能工作在非连续导通模式下，及避免与变换器并联工作的同步整流器反向导通。
STSR3允许开关电源工作在非连续模式PWM，连续模式PWM，以及在准谐振状态的反激变换器，均能实现同步整流任务。
STSR3的封装如图3所示的SO?8片状部件，各引脚的符号与功能概述如下：
脚1N/C，它并不接内电路；
脚2VCC，供电输入4～5.5V；
脚3SETANT，设置预期的关断输出；
脚4CK，为IC工作的同步信号；
脚5INHIBT，接非连续模式检测器；
脚6SGLGND，所有控制逻辑信号的基准地线；
脚7OUTGATE，输出去MOSFET栅极驱动；
脚8PWRGND，功率信号的基准地电平。
图4
2STSR3的应用电路分析
STSR3同步整流器控制器具体应用于一种90W笔记本电脑稳压电源的实际电路见图4，其直流输出为＋19V，4.74A。开关电源是反激式变换器，原边主芯片采用复合PFC/PWM新品CM6805。图4中给出了详细的阻容数值。下面分别介绍STSR3在电路设计上的一些特点。
2.1IC供电Vcc和欠压闭锁输出
STSR3的Vcc供电范围是4～5.5V，其内部有一个齐纳二极管限制最大的供电电压为5?8V。需要外接一只100nF瓷介电容器连在脚2（Vcc）与脚6（SGLGND）之间，以确保稳定供电。该高频电容器应尽量紧靠芯片。而用另一只100nF瓷介电容器接在脚2（Vcc）与脚8（PWMGND）之间。欠压闭锁输出特性保证了正常的起动，避免了万一在Vcc过低时不希望的驱动工作状态。Vcc电压也供给输出端驱动器，因此最大的驱动电压设在5?5V，所以推荐用逻辑栅极门限电平的MOSFET。
2.2同步工作状态
STSR3具有一种革新的特性，即内在设计使STSR3能工作在副边没有任何来自原边的.同步信号条件下。STSR3的同步是直接从副边获得的，它利用同步开关管MOSFET两端上施加的电压脉冲，作为开关转换的传递信息。图2中同步信号从脚4（CK）输入，芯片内部的门限电平设置在2
?6V。在CK的输入端接一个峰值检波器，该单元电路能够辨别原边MOSFET开关转换感应信号以及之后出现的正弦波形。它由非连续模式工作或者谐振复位形态引起，如图5之中的死区时间内波形所示。
2.3连续导通模式
当反激变换器工作在连续导通模式（CCM）时，在同步MOSFET开关管源极与漏极之间的电压脉冲已变为矩形波状，如图6所示。该电压可以用两种不同的方式加到芯片脚CK上：一是用图7中的电阻分压器方法；二是用图8中的一只二极管和拉住电阻器方法。在大多数情况下，当同步MOSFETA管关断截止时，在电压脉冲波形上会出现一个尖峰信号。在芯片脚CK输入端，必须先消除这一尖峰电压，以避免导致虚假同步触发。在采用电阻分压器R1及R2时，可再增加一只C1高频小电容器来消除尖峰电压突起，如图7所示。
反激变换器用于电信的一个典型例子，就是直流输入电压具有1：2的可变性范围，典型值为36～72V。因此，副边绕组电压也有1：2的可变范围。那么在36V输入时，由分压电阻器可计算出在脚CK的电压约为2?8V；而当直流输入为72V时，则脚CK电压达到5?6V。即使该值高于脚CK的最大电压也是可以接受的，因为它限制了流入该脚的电流为10mA。
电容器C1的数值取决于同步MOSFET管关断尖峰的幅度，并随R1的数值而变化。为了减小因R1和C1两者引起的延迟，应选用最小的电容值。
在用电源适配器的反激变换器时，其电网输入工作电压为AC85～270V，它的可变范围是1：3。在电网输入电压最低时，必须保证脚CK的电压为2?8V；因此当电网输入电压为最高值时，电压将达到8?9V，或者更高些。该电压值超过了器件允许的最大值。如果通过R1限制流入脚CK的电流值，使之低于脚CK允许的最大电流值，那么芯片仍然可以正常地工作。否则，必须加接二极管D1，以保护芯片?受损。
图8给出了用二极管D1和R1拉住电阻器的同步电路图，用这种电路不存在关断尖峰和脚CK最高电压的问题。由于同步整流器的漏极电压出现振铃，故该电路不能在非连续状态下正常工作。
通过增设一只NPN晶体管接在脚CK与脚SGLGND之间，如图9所示，用一只二极管和拉住电阻器去同步STSR3的关断电路，用Q1和R2接法来等效于电阻分压器电路，可以容易地关断STSR3。当图9中信号“OFF”为高电平时，该三极管导通，迫使脚CK降到地电平。在这种条件下，OUTGATE脚将变为低电平状态，从而关断同步MOSFET开关管。
2.4非连续导通模式
正如前面图5所示，在非连续模式工作状态下，当检测原边开关转换信号时，可能会存在一些问题。芯片内部的峰值检波器，只能确定脚CK达到的峰值，而忽略其他所有较低值的信号。查看图5可知，应确保开关转换波形与正弦波之间最小的电压差为V1=400mV时，也能让峰值检波器正常地工作。正像前面的叙述中提到的，如果输入电压可变范围大于1：2，那么就必须增加二极管D1，来箝位脚CK上的电压。在这种条件下，无论是开关转换波形，还是正弦波形都被箝位，使峰值检波器不能正确工作，则易产生如图10所示STSR3错误触发时的驱动脉冲波形。这时若采用一个如图11中所示的外部峰值检波器电路，就能解决问题，使芯片在连续或非连续模式下均能正确工作。
2.5外部峰值检测器
当输入电压可变范围高于1：2时，可用图11外峰值钟检测器，取代前面图7中电路，以保证STSR3在非连续或连续导通模式下均正确工作，它向脚CK供纯净的矩形波。
R20是一只拉住电阻器，当同步整流MOSFET导通或者它的体二极管导通时，图11中V1电压值是低电平。当MOSFET截止时（对应于原边的开关时间），电压V1在5V值。图11中的R22和C10构成一个低通滤波器，甚至当振铃脉冲几乎为零值时（见图12中波形），它也能具备正确的同步信号。但是，R22和C10又会引起不希望的延迟时间，所以，再增加R21和C9组合电路，就能在快速开关转换时减小该延迟。ST公司的逻辑器件74V1T70可消除噪声，防止它误触发STSR3内部的峰值检波器。在后面的叙述中会给出该电路的建议值。
2.6禁止工作电路
在二极管整流与同步整流之间存在着一种差异，即MOSFET导通时电流可能双向流动，而二极管导通时电流只呈单方向。在非连续模式用二极管整流时，当电感器的电流降到零值，它也不能反向流动，若用MOSFET做整流器，当电感电流降到零，它将继续减小变为负值，并从同步MOSFET漏极流向源极。在这种条件下，变换器好像就工作在连续模式。
若需工作在非连续模式，则当电感电流为零时，同步MOSFET应截止，故体二极管作共用整流器，避免电感电流反向。当该电流接近0时，脚INHIBIT能关断同步MOS，使变换器工作在非连续模式。
芯片在脚INHIBIT的内部接了一个门限电平为－25mV的比较器。该脚外部通过一只电阻器接到同步MOSFET的漏极。在开始截止时间（此时CK处于低电平），OUTGATE处于高电平。INHIBIT电压的监控时间为250ns：如果脚INHIBIT上的电压高于－25mV，那么OUTGATE变为低电平；如果脚INHIBIT电压低于－25mV，那么OUTGATE保持高电平，直到其电压达到－25mV为止。这是由于当同步MOSFET导通时，其漏极上电压为VDS=－RDS(ON)×ID。如果VDS高于－25mV，这就意味电流在减小，并且接近非连续模式，所以OUTGATE关断，让MOSFET的体二极管工作，见图13。当变换器在连续模式时，脚INHIBIT电压总是低于－25mV，则OUTGATE保持高电平。
在原边MOSFET转换到关断期间，脚INHIBIT电压应在250ns之内从高降到－25mV。选择R26阻值应适合该特性。当变换器与其他电源并联工作时，脚INHIBIT检测同步MOSFET两端电压，也避免变换器从输出端吸入电流。
虽然脚INHIBIT允许工作在非连续模式，但是在原边开关管关断期间，－25mV门限电平对同步整流MOSFET漏极出现的振铃，可能是敏感的，会引起不完全的OUTGATE导通。利用时钟信号提供负极性电压加到脚INHIBIT起消隐时间作用，就能避免这一不恰当的情况。采用图14中所示的一些元器件，可容易地产生该负极性电压。消隐时间值由C11和R25确定。它对覆盖振铃时间结束是必要的，图15中的振铃信号由原边开关截止时引起。（待续）
篇4：反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解1
反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解（1）
摘要：为大幅度提高小功率反激开关电源的整机效率，可选用副边同步整流技术取代原肖特基二极管整流器。它是提高低压直流输出开关稳压电源性能的最有效方法之一。关键词：反激变换器；副边同步整流控制器STSR3；高效率变换器
1 概述
本文给出ST公司20新推出的开关电源IC产品STSR3应用电路分析。它是反激变换器副边同步整流控制器，具有数字控制的智能IC驱动器。采用STSR3作同步整流控制芯片的反激变换器基本电路简化结构见图1。STSR3的内部功能方框见图2，其引脚排列见图3。
STSR3智能驱动器IC可提供大电流输出，以正常地驱动副边的功率MOSFET，使之作为大电流输出的高效率反激变换器中的同步整流器。根据取自隔离变压器副边的一个同步时钟输入，IC产生一个驱动信号，它具有与原边PWM信号相关的死区时间设置。
在原边开关导通时，IC的工作可防止副边发生错误状态，它提供预期的输出截止状态。这个智能的功能实现了快速的逐周逻辑控制机制，它是建立在高频振荡器由时钟脉冲信号来同步。该项预置可由IC外部元件来调节。
经传感检测同步整流器的源极―漏极电压脉冲。这个特殊的禁止功能可以关闭驱动输出，因此当有必要时即刻关掉它。该特性使电源能工作在非连续导通模式下，及避免与变换器并联工作的同步整流器反向导通。
STSR3允许开关电源工作在非连续模式PWM，连续模式PWM，以及在准谐振状态的`反激变换器，均能实现同步整流任务。
STSR3的封装如图3所示的SO?8片状部件，各引脚的符号与功能概述如下：
脚1N/C，它并不接内电路；
脚2VCC，供电输入4～5.5V；
脚3SETANT，设置预期的关断输出；
脚4CK，为IC工作的同步信号；
脚5INHIBT，接非连续模式检测器；
脚6SGLGND，所有控制逻辑信号的基准地线；
脚7OUTGATE，输出去MOSFET栅极驱动；
脚8PWRGND，功率信号的基准地电平。
图4
2 STSR3的应用电路分析
STSR3同步整流器控制器具体应用于一种90W笔记本电脑稳压电源的实际电路见图4，其直流输出为＋19V，4.74A。开关电源是反激式变换器，原边主芯片采用复合PFC/PWM新品CM6805。图4中给出了详细的阻容数值。下面分别介绍STSR3在电路设计上的一些特点。
[1] [2] [3] [4]
篇5：新型反激变换器准谐振控制器ICE1QS01及其应用电路与设计
新型反激变换器准谐振控制器ICE1QS01及其应用电路与设计
摘要：ICE1QS01是一种支持低功率待机和功率因数校正（PFC）的开关电源准谐振控制器。介绍了ICE1QS01的基本结构、工作原理及其应用电路与设计。关键词：准谐振控制器；ICE1QS01；反激变换器；设计
引言
ICE1QS01是英飞凌公司推出的一种输出功率范围从1W到300W，带或不带功率因数校正（PFC）的反激式变换器控制器。该控制器IC工作在准谐振模式，典型应用包括TV，VCR，DVD播放机，卫星接收机和笔记本电脑适配器等。
为了在轻载下降低功率消耗，ICE1QS01随着负载的减小，其开关频率逐步数字式地降至20kHz的最低值。同时，随频率降低保持准谐振模式。在从满载到空载的整个负载范围内，能够平稳工作。当工作频率降低时，IC的数字抗抖动电路可以消除过零信号的连续跳动，尤其是可以避免电视机中因偏转引起的负载连续变化产生的抖动。为了减小功率MOSFET的开关应力，功率晶体管总是在最低的电压上接通。电压调整既可利用内部误差放大器，也可利用外部光耦合器。由于采用新的初级调节方法，在变压器控制绕组与控制输入之间的外部整流电路，可用一个电压分配器来取代。在待机模式下，IC自动进入突发模式，待机输入功率远低于1W。保护功能包括Vcc过压/欠压锁定，主线电压欠压关断和电流限制等。ICE1QS01的启动电流仅约50μA，它是一种低功耗绿色SMPS芯片。
1芯片的封装与电路组成及其功能与工作原理
ICE1QS01采用P-DIP-8-4封装，引脚排列如图1所示。表1列出了各引脚的功能。
表1引脚功能
引脚
符号
功能简述
1
N.C
未连接
2
PCS
初级电流模拟（simulation）输入
3
RZI
调整与过零信号输入
4
SRC
软启动和调整电容器连接端
5
OFC
过电压故障比较器输入
6
GND
地
7
OUT
MOSFET栅极驱动器输出
8
VCC
电源电压施加端
ICE1QS01芯片主要由比较器，触发器和数字处理电路组成，具体如图2所示。
在图2所示的电路中，左上角部分为折弯点（foldbackpoint）校正单元。该部分电路的功能是在MOSFET导通期间，从脚RZI流出一个电流，电流源CS4提供的0.5mA的电流被扣除，所得到的电流I4乘以0.2（即为I3），被馈送到IC的PCS脚，从而增加PCS脚外部电容的充电电压斜率。当AC线路电压升高时，MOSFET的导通时间缩短，最大输出功率保持不变。主线电压通过Vcc偏置绕组并经连接在脚RZI上的一支电阻来检测。
在脚RZI内部，门限电平5V和4.4V的比较器用于初级调整，门限电平1V和50mV的比较器分别是振铃抑制时间比较器和过零信号比较器。
在图2的右上角是计数器、定时器和比较器组成的数字频率降低电路以及反相输入端为VRM=4.8V与VRH=4.4V并带VRH锁定的比较器和反相输入端VRL=3.5V并带VRL锁定的比较器。
在图2的中央是软启动和通―断（on－off）触发器。软启动触发器通过通―断触发器的上升沿（并利用沿检测器ED1）置位。通―断触发器通过反相输入端15V的比较器（图2左下方）置位。该比较器上面是20V的Vcc过电压比较器，下面是14.5V和9V的欠电压比较器。IC脚PCS内部电阻R2连接一个开关，该开关由一个与门输出控制，与门的输入来自通―断触发器的输出。在开关接通时，脚PCS外部电容放电到1.5V。当进入PCS脚的电流低于100μA时，在主线欠电压比较器输出产生一个低电平输出信号。该输出信号经一个与门和或门电路置位脉冲锁定触发器，与门的另一个输入是接通时间触发器的反相输出。
位于图2中间下方的是突发触发器和脉冲锁定触发器。突发触发器由IC脚SRC内的2V比较器输出置位。突发触发器的输出，连接到脉冲锁定触发器的置位输入。脉冲锁定触发器的输出，影响接通时间触发器的复位输入。接通时间触发器的输出，连接到IC脚OUT内的输出缓冲器。脉冲锁定触发器也可由20V的过电压比较器置位。
IC脚SRC内部的电流源CS1为SRC脚外部电容器提供500μA的放电电流。与CS1并联的电流源CS2，通过软启动触发器激活。CS2的电流通过50ms定时器控制逐步改变，以此为软启动产生上升的调节电压。
一个20kΩ的上控电阻R1下端在内部连接到SRC脚，上端通过开关连接到5V的参考电压。该开关由一个触发器的输出控制，该触发器通过接通时间触发器的输出下降沿置位，以产生振铃抑制时间。接通时间触发器由过零信号经过一个与门复位，该与门的另一个输入是下部第二个触发器的输出。当RZ1脚上的脉冲高度超过4.4V的门限时，第二个触发器置位。
在图2右上部的数字频率减小电路中，4位加/减（UP/DOWN）计数器的寄存数决定变压器退磁后的过零信号数。过零信号计数器计数输入过零信号，并由一个比较器检测和放大。只要过零计数器存储数与加/减计数器存储数相等，比较器就发送一个输出信号至接通时间触发器，从而使功率MOSFET导通。为避免抖动，加/减计数器的存储数仅在50ms定时器确定的每个50ms周期之后加1或减1改变，这种变化取于VRH和VRL锁存状态。如果两个锁存处于低态，计数器增加1。如果仅VRL锁定置位，加/减计数器仍不变化。如果VRL和VRH被置位于高电平，加/减计数器减少1。在此之后VRH与VRL锁定被复位。在接下来的50ms内，VRH与VRL锁存将再次置位。当IC脚SRC上电压VSRC<3.5V时，VRL锁定置位，加/减计数器加1；当VSRC>4.4V时，VRH锁定置位，加/减计数器减1。在一个大的负载跳跃这后，为能迅速调节到最大的功率电平上，只要VSRC>4.8V时，加/减计数器被置位到1（0001）。
图2
2应用与设计
2.1应用实例与电路简析
图3是由ICE1QS01作控制器的200W高端电视机SMPS电路。该电路输入AC90～264V，4路输出电压/电流分别为135V/0.75A，30V/1.2A，15V/0.5A和7V/1.2A。
连接于桥式整流器输出与大容量滤波电容C07之间线路上的电感器L08，二极管D08以及在D08正极与功率开关S01漏极之间的电容C08，组成PFC电荷泵电路。其作用是与输入端EMI滤波器一起，可在桥式整流器输入端产生正弦波电流。ICE1QS01内集成低功率待机突发模式电路，可使待机输入功率低于1W。在负载减小时，利用集成数字处理电路能使开关频率逐步降低，并不产生任何抖动。当待机开关S1断开时，参考二极管D60导通，输出电压V2调节值由齐纳二极管D61确定。当ICE1QS01脚4上的VSRC低于2V时，集成在芯片上的突发模式电路启动。在激活内部突发模式比较器后，栅极驱动输出（OUT）切换到低电平，Vcc关闭门限由正常模式下的9V增加到14.5V。在突发模式期间，MOSFET导通时间至少为其最大导通时间的1/7。在突发之间的中断时间（tbreake）缩短，输出纹波通过跨越在AC主线输入与二极管D26和D27接点之间的电容C21的一个附加充电电流而降低。
二极管D62为正常模式与待机突发模式之间的过渡状态而加入。当待机开关S1闭合但输出V2已经无载时，加入D62可保证在突发模式下的正常周期。当V2变低时，参考二极管D60被关断。
ICE1QS01脚3外部电阻R38和R29充当变压器脉冲的分压器，脚3上的脉冲幅度约为4V。电容C29用作减小变压器过冲。其脚2与DC干线电压之间的电阻R22决定欠电压锁定门限。R22与电容C22相结合，可固定最大可能输出功率。
图3
2.2主要元件选择
2.2.1变压器设计要点
在图3所示的应用电路中，变压器T1的参量已基本标明。在此仅简要叙述变压器的计算公式。
首先，必须计算SMPS最大输入功率。若SMPS最大输出功率为Pout(max)，效率为η（通常取80％），最大输入功率Pin(max)为
Pin(max)=Pout(max)/η（1）
在最低AC线路电压VAC(min)下，SMPS初级平滑电容器（如图3中的C07）上的DC电压VDC(min)为
式中：Fhum=0.9，为初级电容器上100Hz电压纹波系数；
VAC(min)在通用宽范围AC供电线路下，通常为85V或90V。
在最高AC线路电压VAC(max)（如264V）下，初级电容器上的最高DC电压VDC(max)为
式中：Fcp为在初级电容器上的过电压因数，当SMPS不带PFC时，Fcp=1；若SMPS带PFC，Fcp=1.1。
通过初级绕组的最大平均电流IP(max)可由式（4）计算。
IP(max)=Pin(max)/VDC(min)（4）
变压器初级绕组匝数Np的`计算公式为
式中：Vd(max)=600V，为MOSFET允许最高漏极电压；
Bmax=300mT，为变压器磁芯最大允许磁通密度；
Fos为初级绕组过冲因数，当不带PFC时，Fos=1.3，当带PFC时，Fos=1.8；
磁芯有效截面积Ae和参量AL，可以从根据Pin(max)选择的变压器提供的数据中查得。
每匝次级电压Vts为
Vts=[Vd(max)-Vdc(max)]/NpFos（6）
MOSFET的最大漏极电流Id(max)为
MOSFET最大导通时间ton(max)和最大截止时间toff(max)分别可用式（8）和式（9）计算。
SMPS最低自由振荡（freerunnign）频率为
如果SMPS最低频率fmin<20kHz，即进入可闻音频范围，应根据式（5）重新计算，Bmax取一个较低的值。
2.2.2ICE1QS01各引脚外部主要元件的选择考虑
对于图3所示的应用电路，IC1（ICE1QS01）各引脚外部主要元件的选取依据如下。
1）IC1脚2（PCS）上的电阻R22与电容C22
当流入脚2的电流低于100μA时，内部主线欠压保护电路启动。在电容C07上的最低DC电压VDC(min)根据式（2）取114V，于是R22=1.14MΩ，可取1MΩ标准电阻。
当R22选定之后，电容C22可根据式（11）计算。
C22=VDC(min)ton(max)/(R22×3.5V)（11）
2）脚3（RZ1）外部电阻R38，R29与电容C29
R38的计算公式为
R38=VDC(min)Nr/(Np×0.5mA)（12）
式中：Nr为变压器（T1）调节绕组匝数。
当选取VDC(min)=114V，Nr=7匝和Np=
28匝时，R38=57kΩ，可?取56kΩ标准电阻。
R29与R38组成调整绕组感应电压的分压器。调整绕组感应电压（正值）为15V，考虑到初级和次级调节，R29可根据式（13）和式（14）确定。
R29=R38/〔(15V/5V)－1〕（13）
R29=R38/〔(15V/4V)－1〕（14）
在R38=56kΩ下，R29取值范围为20～28kΩ。
电容C29的计算公式为
C29=1000ns/R38（15）
据此，C29可选择22PF的陶瓷电容器。适当选择C29可在脚3得到令人满意的电压波形，保证MOSFET在最小的漏极电压上导通。
3）脚4（SRC）上接地电容C28
接电容影响调整尤其是初级调整的速度，但不影响软启动速度（原因是内部数字软启动电路被激活）。C28通常选取1．5～10nF的容值。
4）脚7（OUT）外部MOSFET栅极电阻R35
选择R35=33～100Ω，在MOSFET功率耗散与射频噪声（EMI）之间提供较理想的折衷方案。
5）脚8（VCC）外部阻容元件
电容C26容量选取33μF（25V）即可。若C26过大，启动时间过长，并且突发频率较低。
C27充当射频滤波电容，可选取C27=100nF。
电阻R26可用于增加突发频率，取值范围为0～50Ω。R37充当射频滤波元件并对Vcc起稳定作用，取值范围为0～100Ω。
ICE1QS01脚5（OFC）不用接地。
3结语
ICE1QS01是一种被优化的新型准谐振控制器，其采用的适合于低端电视的低成本初级调节可以确保SMPS安全、可靠和有效地工作。这种调节技术因无须被隔离的次级反馈环而降低了成本。为了满足低待机的需要，此IC特别增加了间歇模式和采用了独特的数字式减频特性的技术，消除了影响系统稳定性的抖动和支持稳定的输出电压。
篇6：新型反激变换器准谐振控制器ICE1QS01及其应用电路与设计
新型反激变换器准谐振控制器ICE1QS01及其应用电路与设计
摘要：ICE1QS01是一种支持低功率待机和功率因数校正（PFC）的开关电源准谐振控制器。介绍了ICE1QS01的基本结构、工作原理及其应用电路与设计。关键词：准谐振控制器；ICE1QS01；反激变换器；设计
引言
ICE1QS01是英飞凌公司推出的一种输出功率范围从1W到300W，带或不带功率因数校正（PFC）的反激式变换器控制器。该控制器IC工作在准谐振模式，典型应用包括TV，VCR，DVD播放机，卫星接收机和笔记本电脑适配器等。
为了在轻载下降低功率消耗，ICE1QS01随着负载的减小，其开关频率逐步数字式地降至20kHz的最低值。同时，随频率降低保持准谐振模式。在从满载到空载的整个负载范围内，能够平稳工作。当工作频率降低时，IC的数字抗抖动电路可以消除过零信号的连续跳动，尤其是可以避免电视机中因偏转引起的负载连续变化产生的抖动。为了减小功率MOSFET的开关应力，功率晶体管总是在最低的电压上接通。电压调整既可利用内部误差放大器，也可利用外部光耦合器。由于采用新的.初级调节方法，在变压器控制绕组与控制输入之间的外部整流电路，可用一个电压分配器来取代。在待机模式下，IC自动进入突发模式，待机输入功率远低于1W。保护功能包括Vcc过压/欠压锁定，主线电压欠压关断和电流限制等。ICE1QS01的启动电流仅约50μA，它是一种低功耗绿色SMPS芯片。
1 芯片的封装与电路组成及其功能与工作原理
ICE1QS01采用P-DIP-8-4封装，引脚排列如图1所示。表1列出了各引脚的功能。
表1 引脚功能
引 脚
符 号
功 能 简 述
1
N.C
未连接
2
PCS
初级电流模拟（simulation）输入
3
RZI
[1] [2] [3] [4] [5] [6]
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